基于ST汽车级电磁阀驱动专用芯片L9305探讨电磁阀电流纹波的估算方法

基于ST汽车级电磁阀驱动专用芯片L9305探讨电磁阀电流纹波的估算方法

一、背景

磁阀在汽车底盘系统中扮演着至关重要的执行器角色，尤其在连续阻尼控制（CDC）悬架中，它直接决定了车辆的操控性与舒适性。CDC悬架通过电磁阀调节减振器内部油液通道的截面积，从而改变阻尼力，根据车身加速度、车轮跳动等传感器信号，计算出所需的阻尼力，然后输出PWM信号驱动电磁阀。通过控制电流大小，精确控制阀芯位移，实现对阻尼的连续、快速调节，以适应不同路况。

针对此类高精度、高安全性的驱动需求，意法半导体（ST）推出了L9305汽车级电磁阀驱动芯片。这是一款可配置的单片式四通道驱动器，专为主动悬架、自动变速器等线性电磁阀控制而设计。L9305拥有四个独立阀驱通道，电流设定分辨率最精确可达0.25mA。芯片内部集成半桥、冗余电流检测路径，无需外部采样电阻即可实现高精度闭环控制。内置的可编程抖动（Dither）功能，能有效改善电磁阀的响应线性度与滞环特性。在功能安全方面，支持系统级ASIL-D标准，配备受CRC保护的SPI通信接口、冗余安全关断路径及全面的诊断机制，为底盘关键执行器的可靠运行提供了坚实保障。

图1-1 ST推荐包含L9305阀驱的CDC解决方案

二、L9305驱动电磁阀的原理

  L9305利用半桥拓扑来控制电磁阀电流，其由驱动MOS管和续流MOS管组成，并可以配置为高边驱动模式或低边驱动模式。两种电路拓扑示意如图2-1所示：

图2-1 L9305低边配置模式与高边配置模式电路拓扑

基于这两种半桥驱动拓扑，L9305可以通过调节PWM占空比来控制电流的大小。在硬件闭环控制模式下，内置的高低侧电流传感器能够测量PWM周期内的实时电流，作为闭环反馈控制的依据。L9305可通过SPI配置寄存器来设定目标电流，内置的PI调节器依据实测电流与设定电流的误差，生成控制信号并与三角载波进行比较，从而形成PWM信号来驱动半桥，精准控制电磁阀的电流。PI参数同样可通过写SPI寄存器的方式轻松配置。通过整定KP、KI参数改善电流控制的稳定性和响应特性，并消除静态误差。如图为L9305的PI控制器以及PWM载波生成方式示意图。

图2-2 L9305的内置硬件PI控制器

图2-3 L9305用载波比较法生成PWM信号

作为一种用PWM开关方式，依靠半桥拓扑驱动电磁阀的解决方案，L9305在调试过程中往往需要考虑到电磁阀的电流纹波问题，及其衍生问题。

过大的电流纹波可能影响电流控制精度、电磁力输出精度，从而影响控制品质，使得减振器阻尼力产生明显脉动，在EMC层面，大幅纹波携带丰富的高次谐波，可能耦合至模拟信号通道，若频率在人耳听力范围内还可能造成明显的噪音。另外电流纹波也会造成电磁阀线圈铜损，从而造成包括电磁阀线圈以及芯片本身的温度过高问题。

而电流纹波太小同样不合适。小纹波往往意味着高开关频率，从而增加了开关损耗。其趋近于纯直流电流的物理性质，使得液压系统中固有的静摩擦特性被放大：微小杂质颗粒在阀套间隙中沉积，阀芯在长时间静止后易因油液粘附而卡滞，严重威胁主动悬架在突发工况下的建压速度与安全响应时效。

可见，选择合适的驱动频率，将电磁阀的电流纹波控制在一个恰当的范围内尤其重要。下文将基于对L9305的测试实验，介绍一种根据电磁阀物理属性以及环境参数估算电流纹波大小的方法，为工程师设计阀驱系统提供参考。

三、电流纹波估算方法

电磁阀可以简化为一个LR串联等效模型，即将其视为一个电阻R与一个电感L串联的混合负载。如图3-1，以高边配置方式为例，半桥的高侧MOS作为驱动，在PWM-ON周期打开，用于给电磁阀线圈充能；低侧MOS则作为续流管，在PWM-OFF周期打开，用于给电磁阀续流，泄放感性能量；当配置为低侧驱动模式时则反之。

图3-1 高侧驱动时充能与续流回路

当我们基于稳态分析，假定工作在CCM模式中（即ON或OFF周期内电流连续），我们得到单个PWM周期内电磁阀大致的电流 变化过程，以及其等效电感两端的电压 对应的变化，如图3-2所示。

图3-2 电磁阀等效电感的电压电流变化过程

根据电感伏秒平衡原则，当给负载充入电流时，电感两端压差，其中为平均电流；当负载续流时， ；

虽然LR的电流阶跃响应是一阶惯性环节，但是在PWM驱动时，如果频率相对较高，PWM的ON和OFF周期的作用时间比较短时，我们不妨近似认为在充能和续流周期内，电磁阀的电流变化对时域呈直线斜坡变化。因此近似有： ，带入得：

（式3-1）

其中 D 为PWM占空比， 为PWM周期， 、 分别为PWM的开通时间和关断时间。

若常开（Full on），此时不考虑电感，最大电流为： ，其中， 为电源电压。

又因为平均电流 ，即，将其带入3-1中，不论从充能方程还是续流方程出发，都能得到：

其中 为PWM频率， 。由于存在L9305芯片内置的或由MCU控制的PI调节，使得电流得到闭环控制，因此可认为稳态时的设置电流 等于平均电流，得到：

（式3-2）

至此，我们得到了估算电磁阀电流纹波 的方法。

另外，电感电流（在ON或OFF周期内）连续的最小设置电流 ，低于这个电流时，电流控制进入DCM模式，电流不连续。

综上所述，可见若PWM频率不变，电流纹波与电磁阀本身的性质紧密相关：电磁阀的电阻值越大，纹波越大；电感越大，纹波越小。

同理，如果不考虑电源电压 的波动，电磁阀的型号、特性一旦确定，那么相同设置电流下我们仅能通过改变PWM频率来调整电流纹波：频率越高，纹波越小。这是物理现实决定的，L9305芯片并不能主动调整。

因此我们特别推荐客户，在做电磁阀的选型时，一定要对其物理性质有一定了解，最好能使用数字电桥对电磁阀样品进行测量摸底，大致了解其等效串联电感值与电阻值，再根据上文中的式3-2以及设定的PWM频率，或其他估计方法，初步估计其电流纹波情况（不要超过L9305的最大允许值）。

四、实验验证

为验证上述公式，我们进行实验验证。首先我们利用数字电桥对某电磁阀进行等效串联模型测量。如图4-1所示：

图4-1 某型电磁阀的电感量和电阻值

电感L约为1.184mH；电阻R约为5.489Ω，电源电压设为12V，L9305采用高侧驱动模式，设定电流Iset定为1A，PWM频率定为4kHz。以上述设定驱动电磁阀，并确保电磁阀散热正常，用示波器观察电磁阀的电流IOUT以及半桥输出的电压波形VLOAD，如图4-2。

图4-2 PWM频率为4kHz时驱动波形

可见，L9305的PI调节器能将实际电磁阀电流的均值控制在寄存器设定的1A左右。

根据式3-2估计的电流纹波为：0.629A，在图4-2的基础上，使用光标功能测量电流的纹波大小，得到图4-3，实际电流纹波为600mA，误差率约为4.83%，实验结果与计算估计值基本一致，验证了式3-2的准确性。

图4-3 PWM频率为4kHz时，电流纹波为600mA

     五、估算误差的来源

由于该方法近似认为在PWM-ON和OFF周期内，电流呈直线斜坡变化，而实际情况是电流的变化是曲线的（一阶惯性环节），当PWM频率较低时，这种曲线的情况会更加明显，我们用上述方法去估计时，误差便会明显增加。 

当PWM频率设定为2kHz，其余实验设定不变，根据式3-2，估计的电流纹波为：0.809A。实际电流纹波如图5-1所示，为1.01A，误差率为19.9%

图5-1 PWM频率为2kHz时，电流纹波为1.01A

可见当降低PWM频率后，电流波形更加明显地变成曲线，上述方法的预测偏差变大。

除了上述系统误差，不同频率下电磁阀感抗的变化，以及电磁阀长时间工作后温度升高所带来的电感量变化，均会造成估计误差。虽然如此，但该方法工程上已经足够用于电流纹波的大致估计，在准确度和方便程度中相平衡，给工程设计提供了有价值的参考。